潍坊科华蓄电池代理

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科华蓄电池选择阻尼电阻

有趣的是，一旦选择了四个其他电路组件，那么就会有一个阻尼电阻的最佳选择。图4.2 显示的是不同阻尼电阻情况下这类滤波器的输出阻抗。红色曲线表示过大的阻尼电阻。请思考一下极端的情况，如果阻尼电阻器开启，那么峰值可能会非常的高，且仅由CO和LO来设定。蓝色曲线表示阻尼电阻过低。如果电阻被短路，则谐振可由两个电容和电感的并联组合共同设置。绿色曲线代表最佳阻尼值。利用一些包含闭型解的计算方法（见参考文献 1）就可以很轻松地得到该值。

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这种电路是按照Boost电路工作的电感输入型PFC电路，当开关S导通时，电流通过整流桥使电感L储能，当开关S关断时，电源一方面通过整流桥向负载供电，另一方面存储在电感L中的能量也通过整流桥向负载放能。电路的整个工作过程就是在开关S导通与关断、电感L储能与放能过程中进行的。图9（b）为整个工作过程的波形，其中ubs为开关S的驱动信号，控制开关S的导通与关断就可以得到流过S的电流is的波形。整流桥臂之间的SPWM电压up的波形和直流输出电流id的波形，如图9（b）所示。由波形可以得到SPWM电压up的双重傅里叶级数表示为
科华蓄电池
up中的谐波为mF+n=mfc+n次，其中最大的低次谐波为2fc-1次，fc为载波三角波频。up中的基波up1=MUd·sinωt。

 
 

图9BoostSPWMPFC电路及其工作波形（a）主电路及其等效Boost电路（b）工作波形

如果忽略掉电感L中的电阻，可以得到市电交流输入电压ua与up1的等效电路与相应的相量关系如图10所示。由此图可得
  
式中为输入电流的基波有效值。

整流器的市电交流输入功率因数为
 

 
图10ua与up1的等效电路与相量关系（a）等效电路（b）相量关系

由于市电输入电流中包含有市电电源向电感L供给的无功电流，所以不可能使输入电流与输入电压同相位，而只能是滞后于。最佳状态有两个：一个是与同相位如图11（a）所示，此时就构成了垂直于的、和相量直角三角形；二是超前于一个相位角，得到如图11（b）所示的等腰三角形。由此可以得到提高市电输入功率因数PF的方法为：

 
图11最佳状态时Ia与Up1的相量关系（a）与同相位（b）超前相位角

①由于在电路输入侧有电感L，使滞后于，所以电路工作在整流状态，由交流侧向直流侧供电。

②用输入电压ua作为SPWM调制波的指令信号ua＊，使输入电流ia的波形与ua相同，在相位上与ua相差δ相位角。

③提高开关频率fc，使L、XL1=ωL和UL1=Ia1XL1减小，用通过减小UL1的办法使=δ减小来提高cos的值。此外fc增大也可以使输入电流ia的谐波含量减小，用减小ia中谐波含量的办法使畸变因数的值增大。

当开关频率fc足够大时可以使PF≥0.99。同时提高fc还可以使电感L的体积重量减小，可以使整流器对市电电网的污染减小。

对于图11（a）： 

对于图11（b）： 

（1）直流输出电压的调节及电压波动

up基波电压有效值Up1=，由图11所示的三角形相量：

对于图11（a）：Up1=Uacosδ（46）

对于图11（b）：Up1=Ua（47）

由这个关系可以得到：对于图11（a）：Ud=;对于图11（b）：Ud=。可知，调节M就可以调节直流输出电压Ud的大小。因为M≤1，所以对图11（a）：Ud≥cosδ;对于图11（b）：Ud≥，说明这种整流器是Boost升压型。

由图11（a）所示的三角形可知:ua=Umsinωt时up1=Up1msin(ωt-δ),Up1m=MUd

假定ia=Ia1m,电路是无损的，则up1·ia=Ud·id或id=，将up1，ia的值代入得：

此式说明：直流输出电流是脉动的，它是由直流分量Id和以为幅值的二次谐波电流组成的（也含有高次谐波电流），对于图11（b）也可以得到相同的结果。

由于id是脉动的，所以Ud也是脉动的，为了减小Ud的脉动采用了直流电容Cd滤波。Cd的值通过id的二次谐波电流来求出。id的二次谐波电流的幅值为，当Ia1m用ia的有效值表示时，Ia1m=Ia，Cd对二次谐波电流的电抗为Xc=,故得到直流输出电压的二次谐波波动值为

假定Cd将Ud（2）限制在3%Ud以内时，Ud（2）≤3%·Ud，

所以≤3%Ud

由于up的基波可知，Up1m=MUd，当fc足够大时，up=ua，即Up1=Ua，Ua=MUd，故Ud=，代入上式得：

经简化后得：Cd=0.019（50）

（2）输入电流ia的谐波与电感L的计算

由于输入电流ia与电压up同相位，当fc足够大时，δ=0，Ua≈Up，所以ia的方程式可以由up的方程式求出。

当令K=mF+n=2fc+n，则

ia的基波有效值Ia1=，ia的最低次谐波为k=2fc-1,当在最坏情况M=0.7时，第2fc-1次谐波的幅值为Up(2fc-1)=0.354Ud，ia的第2fc-1次谐波的有效值为

当fc足够大时，XL1很小




4.2直流电源SPWM级联叠加式多电平逆变器

直流电源采用PSCPWM控制的级联叠加式多电平逆变器的电路如图12所示。这是一种SPWM控制在直流电源上实现的二极管叠加式多电平逆变器【3】。级联叠加的个数N可以等于任意正整数，一般实际应用时取N=3～5就可以了。在本例中N=3。这种逆变器不用设置死区。其主电路是由在直流电源上进行PSCPWM控制的级联叠加电源电路，和后面的GTO2H桥逆变电路两部分组合而成的。在PSCPWM直流电源级联叠加电路中，N个载波三角波的移相角。对于图12所示的电路N=3，故载波三角波的移相角假定载波三角波uc1的初相位角的移相角α1=0°，则载波三角波uc2的初相位角的移相角α2=120°，uc3的初相位角的移相角α3=240°。uc1～uc3与一个共用的正弦调制波uSA进行比较，所产生的三个SPWM脉冲去控制叠加控制开关S1～S3。用uc1与uSA进行比较，在uSA＞uc1部分产生的脉冲去控制开关S1，使直流电源E1的输出电压波形为Ud1;用uc2与uSA进行比较，在uSA＞uc2部分产生的脉冲去控制开关S2，使E2的输出电压波形为Ud2;用uc3与uSA进行比较，在uSA＞uc3部分产生的脉冲去控制开关S3，使E3的输出电压波形为Ud3。这样，三个独立直流电源E1=E2=E3的输出电压Ud1～Ud3通过叠加二极管D1～D3叠加后的直流电压为UdA=Ud1+Ud2+Ud3是一个类似于单相全桥整流器输出电压的三电平SPWM直流电压波形如图12所示。这里需要指明的一点是，二极管的叠加原理是利用叠加二极管D1～D3的单向导电特性实现的，当二极管的正极电位比负极电位高时，处于正偏置状态，二级管导通，反之二极管处于反偏置状态,二极管关断。通过对叠加开关S1～S3的通断控制，就可以控制二极管的偏置状态，以实现直流电源E1～E3有选择的叠加。UdA经过由S4～S7组成的GTO2H桥的同步逆变后，就可以得到交流7电平SPWM电压波形输出。此外，由图12中UdA的波形可知，其过零点处的电压等于零，因此2H桥中的4个逆变开关是自然地工作在ZVS零电压软开关状态，故可以选用廉价的GTO做开关。为了减少开关损耗，叠加控制开关S1～S3与谐振电感Lr、电容Cr组成了软开关如图12的下部所示。

图4.2 在给定CD-CO比的情况下，有一个最佳阻尼电阻

选择组件

在选择阻尼组件时，图4.3非常有用。该图是通过使用RD Middlebrook建立的闭型解得到的。横坐标为阻尼滤波器输出阻抗与未阻尼滤波器典型阻抗 （ZO=（LO/CO）1/2） 的比。 纵坐标值有两个： 阻尼电容与滤波器电容 （N） 的比； 以及阻尼

电阻同该典型阻抗的比。 利用该图， 首先根据电路要求来选择LO和CO， 从而得到ZO。

随后，将最小电源输入阻抗除以二，得到您的最大输入滤波器源极阻抗 （6dB）。最小电源输入阻抗等于Vinmin2/Pmax。只需读取阻尼电容与滤波器电容的比以及阻尼电阻与典型阻抗的比， 您便可以计算得到一个横坐标值。例如，一个具有10μH电感和10μH 电容的滤波器具有Zo= （10μH/10μF）1/2=1Ohm 的典型阻抗。 如果它 正对 一个 12V 最 小输 入的 12W 电 源进 行滤 波， 那么 该电 源输 入阻 抗将 为Z=V2/P=122/12=12Ohms。这样，最大源极阻抗应等于该值的二分之一，也即6Ohms。

现在，在6/1=6的X轴上输入该图，那么，CD/CO=0.1，即1μF，同时RD/ZO=3，也即3Ohms。

图4.3 选取LO和CO后，便可从最大允许源极阻抗范围内选择CD和RD

秘笈五 降压—升压电源设计中降压控制器的使用

电子电路通常都工作在正稳压输出电压下，而这些电压一般都是由降压稳压器来提供的。如果同时还需要负输出电压，那么在降压—升压拓扑中就可以配置相同的降压控制器。负输出电压降压—升压有时称之为负反向，其工作占空比为50%， 可提供相当于输入电压但极性相反的输出电压。其可以随着输入电压的波动调节占空比，以“降压”或“升压”输出电压来维持稳压。

图 5.1显示了一款精简型降压—升压电路，以及电感上出现的开关电压。这样一来该电路与标准降压转换器的相似性就会顿时明朗起来。实际上，除了输出电压和接地相反以外，它和降压转换器完全一样。这种布局也可用于同步降压转换器。这就是与降压或同步降压转换器端相类似的地方，因为该电路的运行与降压转换器不同。

FET开关时出现在电感上的电压不同于降压转换器的电压。 正如在降压转换器中一样， 平衡伏特-微秒 （V-μs） 乘积以防止电感饱和是非常必要的。 当FET为开启时（如图 1 所示的ton间隔），全部输入电压被施加至电感。这种电感“点”侧上的正电压会引起电流斜坡上升， 这就带来电感的开启时间V-μs乘积。 FET 关闭 （toff）期间，电感的电压极性必须倒转以维持电流，从而拉动点侧为负极。电感电流斜坡下降， 并流经负载和输出电容， 再经二极管返回。 电感关闭时V-μs乘积必须等于开启时V-μs乘积。由于Vin和Vout不变，因此很容易便可得出占空比 （D） 的表达式：

D=Vout/（Vout “ Vin）。 这种控制电路通过计算出正确的占空比来维持输出电压稳压。

上述表达式和图5.1所示波形均假设运行在连续导电模式下。

图 5.1 降压—升压电感要求平衡其伏特-微秒乘积

降压 — 升压电感必须工作在比输出负载电流更高的电流下。其被定义为IL=I《SUBOUT《 sub》/（1-D），或只是输入电流与输出电流相加。对于和输入电压大小相等的负输出电压（D =0.5）而言，平均电感电流为输出的2倍。

有趣的是，连接输入电容返回端的方法有两种，其会影响输出电容的rms电流。典型的电容布局是在 +Vin 和 Gnd 之间，与之相反，输入电容可以连接在 +Vin 和”V《SUBOUT《 sub》 之间。利用这种输入电容配置可降低输出电容的rms电流。然而，由于输入电容连接至 “Vout，因此 ”Vout上便形成了一个电容性分压器。这就在控制器开始起作用以前， 在开启时间的输出上形成一个正峰值。 为了最小化这种影响，最佳的方法通常是使用一个比输出电容要小得多的输入电容， 请参见图5.2所示的电路。输入电容的电流在提供dc输出电流和吸收平均输入电流之间相互交替。rms 电流电平在最高输入电流的低输入电压时最差。因此，选择电容器时要多加注意，不要让其ESR过高。陶瓷或聚合物电容器通常是这种拓扑较为合适的选择。

图5.2 降压控制器在降压—升压中的双重作用

必须要选择一个能够以最小输入电压减去二极管压降上电的控制器，而且在运行期间还必须能够承受得住Vin加Vout的电压。FET和二极管还必须具有适用于这一电压范围的额定值。通过连接输出接地的反馈电阻器可实现对输出电压的调节，这是由于控制器以负输出电压为参考电压。只需精心选取少量组件的值，并稍稍改动电路，降压控制器便可在负输出降压—升压拓扑中起到双重作用。

目前中国在四大关键材料领域中，18650锂电池的正极材料、负极材料和电解液都已逐步自给，只有隔膜材料还高度依赖进口，但是发展速度也非常快。

正极材料

18650锂电池正极材料市场主要由钴酸锂、三元材料、锰酸锂、磷酸铁锂几种产品占据。中国锂电池正极材料中，钴酸锂占49%，三元材料占22%，锰酸锂占16%，磷酸铁锂占6%，其他材料占7%。

目前市场上商业化的正极材料只有钴酸锂。锰酸锂+三元材料、磷酸铁锂是动力电池领域和超大容量电源的两种主流技术方向。

在两种主流方向中，磷酸铁锂是中国主推的技术，市场热度很高。该产品于1997年引起国内关注，国家“863”计划于次年投入20亿元对其进行研究。国内有60~70家企业完成了磷酸铁锂生产线的购置，总产能近2万吨/年。

锰酸锂+三元材料复合材料是日本、韩国主推的技术，因其具有明显的成本优势，国际国内市场份额近年来都在不断增长，但在我国同样存在开工不足现象。这些企业都于近年内相继在中国投资建厂，节省成本的同时，也在积极开拓中国下游市场。

钴酸锂的新建、拟建项目已经很少，市场占有率有所下滑，产业进入萎缩期。锂电池在电动汽车和储能领域的推广，将为磷酸铁锂、锰酸锂+三元材料两种主流产品带来快速的市场需求增长。

负极材料

全球锂电负极材料产能主要集中于中日两国，呈现出明显的区域集中和企业集中两大发展趋势。

2012年中国负极材料总体市场规模为20.08亿人民币，同比上升15.3%。其中，天然石墨贡献7.26亿元，人造石墨(不包含MCMB)贡献10.61亿元，中间相碳微球和钛酸锂等其它负极材料贡献2.21亿元。

规模增长的同时，负极材料供应逐步过剩，价格呈下滑趋势。

随着石墨资源瓜分完毕，企业间的竞争焦点将重新回到技术方面。其研究重点将朝着高比容量、高充放电效率、高循环性能和较低成本的方向发展。其中碳材料的研究开发相当活跃并在石墨改性、软硬碳和碳纳米材料方面取得了很大的进展，锡基材料作为锂离子电池负极材料具有很大的潜力，其他材料的研究也为锂离子电池负极材料提供了更多的选择。

电解液

电解液 主要原材料为六氟磷酸锂，占电解液成本的50%左右。

国产六氟磷酸锂的品质与进口产品接近，国产六氟磷酸锂价格优势明显。国产六氟磷酸锂的价格比进口便宜15%。六氟磷酸锂作为电解液主要成本来源，电解液厂家为了降低成本必然会选取性价比合适的供应商，中国企业无疑具有一定优势。

隔膜

隔膜生产难度最高，盈利最丰厚。在锂电池中主要作用是防止正负极短路，同时在充放电过程中提供离子运输的电通道。目前一般采用聚丙烯、聚乙烯单层微孔膜，以及由两者复合制成多层微孔膜作为隔膜。未来发展方向是更薄、更安全。

18650锂电池隔膜供给高度集中，严重依赖进口。隔膜的主要技术掌握在少数企业手中，集中度很高。  

科华蓄电池类型参数表

类型	电压 V	容量 AH	长 mm	宽 mm	高 mm	分量 mm
6-GFM-7	12	7	151	66	96	2.6
6-GFM-24	12	24	165	125	177	9
6-GFM-38	12	38	197	165	176	14
6-GFM-65	12	65	350	166	175	23
6-GFM-100	12	100	408	174	235	33
6-GFM-150	12	150	495	200	225	58
6-GFM-200	12	200	495	258	248	76

科华蓄电池6-GFM-200授权代理 铅酸蓄电池的开展前史已有100余年,跟着科技的前进和生产工艺的不断提升,铅酸蓄电池的容量、功率、寿数和易于保护性都有了明显的提升。凭仗自身非常好的性价比和高放电功率,被广泛运用到了诸多范畴。例如UPS、电信机房、光伏/风能储能等各行各业。但是,由于铅酸蓄电池行业中的 技能人员相对较少,而终端用户又来自各行各业,难免会由于短少运用经历和有关的专业知识,对蓄电池形成了不行逆的损坏。这篇文章期望经过实践事例的剖析,运用 通俗易懂的言语,使非技能人员也能够对蓄电池毛病方式有必定的了解,以及把握前期断定的办法,及时和厂家或 技能人员联络,防止更大的事端和形成不行逆的丢失。

1 铅酸蓄电池的内阻

由于铅酸蓄电池自身的化学特性,在铅酸蓄电池制品之时, 酸盐化就现已开端了。而跟着时间的推移, 酸盐化逐步增多,然后致使蓄电池容量下降, 直接的反响即是内阻上升。当内阻超越标称值的50%时,蓄电池的容量将会降到标称值的80%。当内阻持续上升,蓄电池容量迅速下降。

例如某铅酸蓄电池的内阻标称值是5.0mΩ,标称容量为80Ah(C10),当内阻升高50%,即等于7.5mΩ时,容量仅为64Ah(C10)摆布(标称容量的80%)。所以,周期性地对蓄电池进行内阻查看是不行短少的,发现内阻大于标称值50%的电池应及时替换或与有关技能人员交流,这么才能确保悉数电池组的安稳,确保体系后备时间契合规划规范。图1给出了跟着蓄电池内阻 )的增高,容量下降,当容量降到额外容量的80%时,蓄电池的寿数告终,应及时替换。

2 开路电压与浮充电压

开路电压与浮充电压是两个不一样的概念,需要区别对待。

(1)开路电压(OpenCircuitVoltage)

电池在开路状况下的端电压称为开路电压。电池的开路电压等于电池在断路时(即没有电流经过两 端时),电池正端的 电势与负端的电极电势之差。以理士UPS电池LCP系列为例,LCP12-300是12V的蓄电池,标称电压为12V,当冲满电时,电池电压应大于12.8V,此电压即为“开路电压”。开路电压的高低也能够反映电池状况,当开路电压小于12.7V时,即以为电池处于未充溢电状况,此刻在装置前需要给电池进行补电,不然极有也许呈现在UPS放电回冲后,呈现浮充电压不均的状况,或是频频呈现单个电池内阻上升的状况,给后期保护和体系安稳形成危险。当开路电压小于12V时,假如充电后仍未大于12.7V,此刻 有也许是电池内部呈现了毛病,应及时给予替换或和有关技能人员联络。这种电池肯定不能再次运用,假如接入电池组,将会形成其它的电池浮充电压增高,致使呈现过充状况,乃至导致整串电池的“热失控”。