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伊顿UPS电源报道：在世界各地，电动自行车、智能手机、移动电子设备的数量正在稳步增长。电池体积小，重量轻，但功能强大就成为必要需求。为进一步改善锂离子电池的潜力已近枯竭，专家们现在转向一个新的和有前途的电力存储设备：锂硫电池。

伊顿UPS电源在对这种类型的电池进一步发展，研究人员已经开发了多孔的碳纳米粒子，利用硫分子可以达到尽可能高的效率。锂离子，锂和硫碳电极之间的交换。硫在这个系统中扮演着特殊的作用：在最佳的情况下，它可以吸收硫原子每两个锂离子。由于重量轻，它是一个优秀的储能材料。同时，硫是不良导体，也就是说，电子只能用很大的困难充电和放电过程中运输。为了改善这种电池的设计，力求产生最大可能界面电子转移耦合，就要开发出一种多孔的碳纳米粒子的网络。纳米粒子有3-6纳米宽的毛孔，使硫的均匀分布。这样一来，几乎所有的硫原子是可以接受的锂离子。同时，他们也都位于靠近导电碳。

电源设计中即使是普通的直流到直流开关转换器的设计都会出现一系列问题，尤其在高功率电源设计中更是如此。除功能性考虑以外，工程师必须保证设计的鲁棒性，以符合成本目标要求以及热性能和空间限制，当然同时还要保证设计的进度。另外，出于产品规范和系统性能的考虑，电源产生的电磁干扰(EMI)必须足够低。不过，电源的电磁干扰水平却是设计中最难精确预计的项目。有些人甚至认为这简直是不可能的，设计人员能做的最多就是在设计中进行充分考虑，尤其在布局时。

尽管本文所讨论的原理适用于广泛的电源设计，但我们在此只关注直流到直流的转换器，因为它的应用相当广泛，几乎每一位硬件工程师都会接触到与它相关的工作，说不定什么时候就必须设计一个电源转换器。本文中我们将考虑与低电磁干扰设计相关的两种常见的折中方案;热性能、电磁干扰以及与PCB布局和电磁干扰相关的方案尺寸等。文中我们将使用一个简单的降压转换器做例子，如图1所示。

图1.普通的降压转换器

在频域内测量辐射和传导电磁干扰，这就是对已知波形做傅里叶级数展开，本文中我们着重考虑辐射电磁干扰性能。在同步降压转换器中，引起电磁干扰的主要开关波形是由Q1和Q2产生的，也就是每个场效应管在其各自导通周期内从漏极到源极的电流di/dt.图2所示的电流波形(Q和Q2on)不是很规则的梯形，但是我们的操作自由度也就更大，因为导体电流的过渡相对较慢，所以可以应用Henry Ott经典着作《电子系统中的噪声降低技术》中的公式1.我们发现，对于一个类似的波形，其上升和下降时间会直接影响谐波振幅或傅里叶系数(In)。

图2.Q1和Q2的波形

In=2IdSin(nπd)/nπd ×Sin(nπtr/T)/nπtr/T (1)

其中，n是谐波级次，T是周期，I是波形的峰值电流强度，d是占空比，而tr是tr或tf的最小值。

在实际应用中，极有可能会同时遇到奇次和偶次谐波发射。如果只产生奇次谐波，那么波形的占空比必须精确为50%.而实际情况中极少有这样的占空比精度。

谐波系列的电磁干扰幅度受Q1和Q2的通断影响。在测量漏源电压VDS的上升时间tr和下降时间tf,或流经Q1和Q2的电流上升率di/dt 时，可以很明显看到这一点。这也表示，我们可以很简单地通过减缓Q1或Q2的通断速度来降低电磁干扰水平。事实正是如此，延长开关时间的确对频率高于 f=1/πtr的谐波有很大影响。不过，此时必须在增加散热和降低损耗间进行折中。尽管如此，对这些参数加以控制仍是一个好方法，它有助于在电磁干扰和热性能间取得平衡。具体可以通过增加一个小阻值电阻(通常小于5Ω)实现，该电阻与Q1和Q2的栅极串联即可控制tr和tf,你也可以给栅极电阻串联一个 “关断二极管”来独立控制过渡时间tr或tf(见图3)。这其实是一个迭代过程，甚至连经验最丰富的电源设计人员都使用这种方法。我们的最终目标是通过放慢晶体管的通断速度，使电磁干扰降低至可接受的水平，同时保证其温度足够低以确保稳定性。

该可调直流稳压电源电路由电源输入电路、稳压输出电路和电流指示电路组成，如图所示。

电源输入电路由电源开关认熔断器FUl、FU2、电源变压器T、整流二极管VDl、VD2和滤波电容器Cl组成。

稳压输出电路由三端可调稳压集成电路ICl、电容器C2，C4、二极管VD3、VD4、电阻器Rl和电位器RPl组成。

电流指示电路由电阻器R2。R4、稳压二极管VS、LED驱动集成电路IC2和发光二极管VLl，VLlO组成。

接通电源开关S后，交流220V电压经T降压、VDl和VD2整流及Cl滤波后分为两路:一路经ICl和RPl等稳压调整后输出;另一路经VS稳压为lOV，作为IC2的工作电源。

R2为电流取样电阻器。输出电流流经R2时，在R2上产生电压降，此电压信号从IC2的5脚输入，经缓冲放大及与基准分压电路相比较后，驱动发光二极管VLl-VLlO发光，指示出电流值。

可调直流稳压电源元器件选择

Rl和R4均选用1/4W金属膜电阻器;R2选用2W线绕电阻器;R3选用lW金属膜电阻器。

RPl和R叨均选用线性电位器。

Cl-C3均选用耐压值为5OV的铝电解电容器;叫选用独石电容器。

VDl和VD2选用lN5401或lN5404型硅整流二极管;VD3和VD4均选用1N4007型硅整流二极管。

VS选用lW、lOV的硅稳压二极管。

VLl-VLlO均选用φ3mm的发光二极管。

lCl选用LM317T型三端稳压集成电路;IC2选用LM3914型LED显示驱动集成电路。

T选用5OW、二次电压为双24V的电源变压器。

可调直流稳压电源电路调试

电路安装完毕后，通电进行刻度校准。

校准电压：用万用表测量输出电压，调节RPl，在RPl相应的刻度上标注上所对应的电压值。

校准电流：在稳压电源的输出端接一只200Ω、lOW的水泥电阻器，然后调整RPl，使输出电压为lOV。再调节R叨，使VLlO刚好点亮，此时对应的刻度为5OOmA。整个可调直流稳压电源电流刻度只需按该点等分或加倍即可。

随着国际原油价格飞涨，各种新型能源的研究成为公众关注的焦点。电能作为动力能源已经在各种车辆上得到广泛应用。锂电池以具有较高的能量质量比和能量体积比，无记忆效应，可重复充电次数多，使用寿命较长等优点成为动力电能的首选。

作为一种新型动力技术，锂电池在使用中必须串联才能达到使用电压的需求，单体性能的参差不齐并不全缘于电池生产技术问题，即使每只电池出厂时电压，内阻完全一致，使用一段时间以后，也会产生差异，这使得解决动力电池充电技术问题成为迫切需要解决的技术问题。本设计在充分考虑工业成本控制和稳定性要求的基础上，采用能耗型部分分流法对动力锂电池充电进行均衡管理，改善了电池组充电的不平衡性，提高了工作性能。

锂电池组充电方案选择

1、单节锂电池充电要求

对单节锂离子电池的充电要求( GB/ T18287 -2000) 首先是恒流充电，即电流一定，而电池电压随着充电过程逐步升高，当电池端电压达到4. 2 V (4. 1V) ，改恒流充电为恒压充电，即电压一定，电流根据电芯的饱和程度，随着充电过程的继续逐步减小，当减小到10 mA 时，认为充电终止，充电曲线如图1 所示。

图1 锂电池充电曲线

2、锂电池组充电特性

在动力电池组中由于各单体电池之间存在不一致性。连续的充放电循环导致的差异，将使某些单体电池的容量加速衰减，串联电池组的容量是由单体电池的最小容量决定的，因此这些差异将使电池组的使用寿命缩短。造成这种不平衡的主要原因有：

●电池制作过程中，由于工艺等原因，同批次电池的容量、内阻等存在差异;

●电池自放电率的不同，经长时间积累，造成电池容量的差异;

●电池使用过程中，使用环境如温度、电路板的差异，导致电池容量的不平衡。

3、充电方案选择

为了减小不平衡性对锂电池组的影响，在充电过程中，要使用均衡电路。

目前对于锂电池组进行均衡管理的方案主要有2种，能耗型和回馈型。能耗型是指给各个单体电池提供并联支路，将电压过高的单体电池通过分流转移电能达到均衡目的。回馈型是指通过能量转换器将单体之间的偏差能量馈送回电池组或电池组中的某些单体。

理论上，当忽略转换效率时，回馈不消耗能量，可实现动态均衡。但由于回馈型设计控制方法复杂，制造成本较高，本充电器采用能耗型设计。

能耗型按能量回路处理方式又可以分为断流和分流。断流指在监控单体电压变化的基础上，满足一定条件时把单体电池的充电回路断开，充电电流完全通过旁路电阻。通过机械触点或电力电子部件组成的开关矩阵，动态改变电池组内单体之间的连接结构。而分流并不断开工作回路，而是给每只电池增加一个旁路电阻，当某单体电池高于组内其他电池时，将充电电流的全部或一部分导入旁路电阻。从而实现对各个单体电池的均衡充电。 由于动力锂电池组功率较大，在综合考虑充电效率，热管理等方面因素之后，我们使用部分分流法为充电器的设计方案。

系统设计及分析

1、系统整体结构

如图2 系统框图所示，工频交流电通过开关电源转化为18 V/ 5 A 的直流电输出给升压电路，升压电路根据CPU 的控制信号为电池组充电提供一定的充电电流，电压监控电路将电池的实时电压情况反馈给CPU ，CPU 通过升压电路实现对电池组整体充电电压、电流的控制。通过均衡电路实现各个单体电池充电速率调整，以保证整个电池组充电的一致性。

图2 系统整体框图

2、升压电路

电能的输入转化环节由开关电源电路和调压电路两部分组成。开关电源将输入的工频交流电转化为18V/ 5 A 直流电输出。由于当前开关电源技术已经相当成熟，在此就不再赘述。

升压电路的作用是将开关电源输出的直流电调节转化为电池组充电所要求的电压、电流，并能够根据充电状态对输出电压、电流进行实时调节。

升压电路如图3 所示。

图3 升压电路

其中R1 、R2 、Q1 构成电源反接保护电路，Q5 是整个升压电路的开关，Q2 、Q4 、U1 构成场效应管Q3 驱动级电路，Q3 、L1 、D1 、C4 、C5 构成BOOST 升压调节电路，R9 、R10 、C6 为电压采样电路。

在充电器正常工作时，开关电源的正负极输出分别接到DC+ ，DC- ，开关管Q5 关断。CPU 根据电池监控电路反馈的电压计算出的PWM 占空比，输出相应的调制信号。PWM 调制信号经过驱动级放大调整，控制Q3 开关状态，以产生所需要的输出电压。

由于稳态条件下，电感两端电压在一个开关周期内的平均值为零。可得：

其中，UL 为电感两端电压在一个开关周期内的平均值;U0 为输出电压;Ui 为输入电压;T 为开关周期;ton为Q3 处于通态的时间;toff 为Q3 处于断态的时间。令UL = 0 ，在电感电流连续的工作过程中有：

其中

因此只需要调节PWM 输出的占空比，就能有效地控制电池的充电电压。

由于单个锂电池的电压过小，为得到更大的工作电压，一般需要将锂电池串联使用。电池组充电过程中，需要对每个电池的电压情况进行实时监控，以保证每个电池工作在正常工作状态下，避免发生过充现象，损坏锂电池。

串联锂电池电池组中，各个锂电池的基准电平不同。假设电池组中的电池电压分别为a1 ， a2 ， ?，则对地第一节电池电压为a1 ， 第二节电池电压为a1 + a2 ， 以此类推。

在电压监控中我们需要对各个电池的实时电压进行比较，就必须设计一定的电路，将各个电池的电压转化到同一基准上。采取光耦隔离取样的方法可以实现电平转化，考虑到线性光耦价格是普通光耦的10 倍以上，出于工程中成本控制需要，将普通光耦线性化连接以实现电压的采集和实时监控。

图4 电压监控电路

在如图4 所示的单体电池电压监控电路中，使用了同一型号同一批次的两个普通光耦器件和两个运算放大器。两个光耦中，一个用于输出，另外一个用于反馈。反馈用来补偿发光二极管时间、温度特性上的非线性。

在图4 中：

其中： K1 ， K2 为电路中光耦U1 ，U2 的电流传输比。

由电路可知：

其中V bat 为电池两端电压。由于选用同一型号同一批次的光耦，所以电流传输比近似相等，即K1 = K2 。

所以，有：

从式(5) 可知，该测量电路的电压增益只与电阻R1 ，R2 的阻值有关，与光耦的电流传输参数等无关，从而实现了对电压信号的线性隔离。经如图所示电路转化后电池电压被转化为具有统一参考地的输出电压Vout 。

4、部分分流控制电路

如图5 分流控制电路所示，充电过程中，当某一单体电压明显高于组内其他电池时，CPU 将控制端口拉高，则Q1 导通，Q2 基极电位被拉低，Q2 导通，部分电能从旁路电阻R4 分流，降低该电池充电速率，从而实现电池组各单体电池充电速率同步。

其中

Iequ 为旁路电阻R4 上所流过的电流，即均衡电流;P 为旁路电阻R4 上所消耗的功率;Ubat 为电池两端电压。

图5 分流控制电路

均衡电流大小的选择会直接影响充电器的性能。

电流大，充电器整体发热量大，工作稳定性差。电流小，电压调整幅度小，速率可调整幅度小。经反复实验，当Iequ≈0. 1 Icharge 时，调整能力和发热量达到最佳平衡状态。

由于充电时Ubat 的范围为3~4 V ，该充电电池标称容量为2 000 mAh ，最大充电电流为2 A. 综合上面因素，R4 选择将两个47 Ω 电阻并联。

结束语

由于单体锂电池在制造工艺、工作环境等方面的差别，会造成锂电池组串联充电的不平衡性。运用部分分流法设计的能耗型锂电池组均衡充电器，良好地解决了电池组充电的不平衡问题。有效地防止过充现象，提高了锂电池使用的安全性，增加了电池组的充电容量，延长了锂电池组的使用寿命。经过反复试验，选择最适参数，控制了发热量，保证了充电器的长期稳定工作。在设计过程中，充分考虑了实际生产的需求。在保证实用性和可靠性的前提下，简化设计，选择常用器件，提高了性价比，具有良好的应用前景。

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